Kalibrierungs-Generator

Nachdem ich mit meinem Abschwächer ein Werkzeug zur relativen Kalibrierung parat hatte (und somit Spannungen/Leistungen) vergleichen konnte, stellte ich mir die Frage, was ich denn nun als "möglichst genauen Referenzwert" verwenden könnte. Die (gemittelten ?) Feldstärke-Anzeigen meiner Transceiver ? Bestimmt nicht, denn wie in vielen Testberichten zu lesen ist (und wie beim Vergleich der Anzeigen verschiedener Transceiver auch einfach nachzuweisen ist), sind diese Anzeigen "die reinsten Schätzwerte". Die Leistungs-Anzeige meines SWR-Meters ? Naja, das ist wahrscheinlich schon etwas genauer, nur irgendwie traute ich der Sache auch nicht so ganz -> Wenn der Hersteller schon (freundlicherweise !) verschiedene Skalen für die verschiedenen Leistungsbereiche verwendet, "riecht" es doch schon sehr nach gewissen "Nichtlinearitäten" ...

Also habe ich erstmal einige Versuche mit der Erwärmung eines (BNC-) Abschlußwiderstands (einmal mit Gleichspannung, einmal mit HF) unternommen. Dazu stülpte ich ein kurzes Kupferröhrchen über den Abschlußwiderstand, tunkte ein Laborthermometer in Wärmeleitpaste, führte dieses ebenfalls in das Kupferröhrchen ein, und brachte aussen herum so etwas wie eine "Wärmeisolation" (mit Sicherheit verbessungswürdig) an. Die Messungen mit dieser etwas abenteuerlichen Konstruktion brachten mir zwar die Erkenntnis,daß aus meinem FT-817 im 6m-Band einige mW mehr herauskommen als auf den übrigen Bändern, jedoch so richtig vergleichbar und genau waren die aufgenommenen Temperaturkurven auch nicht. Ausserdem benötigte diese Form der Messungen viel Zeit und die wechselnde Raumtemperatur führte zu Problemen und Ungenaugkeiten. Daher kümmerte ich mich nicht weiter um Verbesserungen wie "elektronische Zeit/Temperaturauswertung" und/oder "bessere Wärmeisolation (ggf. mit Aussensensor)" dieser Apperatur und suchte lieber nach anderen Lösungsansätzen.

Ich stellte einige Recherchen zu dieser Problematik an, denn ich werde ja wohl nicht der einzige sein, der sich mit dieser Fragestellung herumschlägt. Vielleicht hat sich ja irgend jemand schon einmal damit beschäftigt (und es veröffentlicht). Das erste, was mir bei dieser Suche begegnete, war ein Leistungsmessgerät von QPR-Project, was vom Prinzip her meinen Temperatur-Vergleichsmessungen sehr ähnelte, allerdings wesentlich "trickreicher" konzipiert ist -> Es wird zur Leistungmessung eine (Micro-) Glühbirne verwendet, die eine Infrarot-Fotodiode beleuchtet, wobei ein Vergleich mit einer (gut messbaren) Gleichspannung durchgeführt wird. Diesen Ansatz fand ich ich so gut gelungen, daß ich mir zumindest die Bauteile dafür schon mal beschafft habe (Mal sehen, ob ich dazu komme, dieses Projekt einmal nachzubauen). Als nächstes fand ich einen Hinweis auf eine Artikel-Serie von Thomas (DL7AV) in der CQDL (6/99ff), in der u.a. ein Gerät zur Kalibrierung von Feldstärkemessgeräten beschrieben ist. Ok, also könnten meine (mittlerweile meterhohen) Stapel dieser Zeitschrift (bei denen ich schon öfters überlegt habe, sie einfach wegzuwerfen) doch noch mal einen Sinn haben! Das Konzept und die theoretischen Grundlagen der beschriebenen Schaltung passte sehr gut zu meinen Anforderungen, also: Bauteile beschaffen, Aufbauen und ein wenig Experimentieren ...


Leider fehlten bei der Lieferung der benötigten Bauteile die bestellten Gehäuse, sodaß ich entweder warten konnte, bis der Zettel an meinem Kühlschrank wieder genügend Bauteil-Bedarf für die nächste Bestellung ankündigte (Diskussionen mit der Hotline von Distributoren über Fehl-/Teil-Lieferungen habe ich aus Kosten/Nutzen-Gründen aufgegeben), oder ich musste die vorgeschlagene Schaltung in eines der noch im Vorrat befindlichen Gehäuse (alle kleiner als das Vorgeschlagene) quetschen. Der in der Vereins-Zeitschrift abgedruckte Schaltplan war sehr bald in Eagle eingegeben, aber das entsprechende Platinen-Layout bedurfte (unter Beachtung der "HF-Tauglichkeit") doch "einigen Hirnschmalzes", damit auch die 9V-Batterie noch in das Gehäuse ("SP6061") passte. Ob der integrierte 60dB-Abschwächer bei dieser kompakten Bauweise noch funktionieren würde, war zu diesem Zeitpunkt noch unklar. Einige kleine Änderungen/Erweiterungen habe ich an der Original-Schaltung noch vorgenommen: Einbau einer "Schusseldiode", die verhindert, daß die Schaltung ggf. mit verpolter Betriebsspannung versorgt wird (was gerade bei Verwendung von 9V-Blockbatterien doch recht leicht passiert) und die Ersetzung der vorgeschlagenen "HP-2800"-Dioden durch (einfacher erhältliche) Dioden vom Typ "BAR-28".

Den Aufbau des Prototypen führte ich stufenweise aus, um jeden Schaltungsteil einzeln prüfen zu können. Stabilisierung und Anzeige der Betriebsspannung: Ok, die 5V sind (bei 2mA simulierter Last) zumindest genauso genau wie mein Multimeter, die LED verlöscht bei 7.4V. Oszillator, Verstärker und Oberwellenfilter: Grr, kein Signal am Gate des MOSFETs! Nach Auswechseln des TTL-Oszillators (ich hatte vorsorglich gleich mehrere bestellt) und Anlegen einer "Regelspannungs-Simulation" war am Drain des MOSFETs ein (verzerrtes, "dreieckiges") HF-Signal vorhanden, welches vom Filter in eine halbwegs sinusähnliche Form gebracht wurde. Ob der Oszillator vor/beim Einbau einen mechanischen Schlag abbekommen hatte, oder ob ich einfach eine "Montagsproduktion" erwischt hatte, liess sich nicht mehr feststellen. Impedanzanpassung und Abschwächer: Jaaa, sieht passabel aus. Ob der Abschwächer nun exakt -60dB liefert, konnte ich noch nicht feststellen, eine wesentlich kleineres Signal war jedoch zu messen. Spitzengleichrichtung und Regelspannungserzeugung: Nanu? Wieso wird denn überhaupt keine Regelspannung erzeugt und warum sind die Spannungen am Eingang des OP-Amps nicht gleich? Ein genauerer (mit Lupe "bewaffneter") Blick auf den OP-Amp zeigte die Ursache: Der eingebaute Chip trug die Bezeichnung "LM311"! Im gelieferten Beutel mit dem Aufkleber "LF356DIP" befanden sich nur "LM311"s! Falls jemand einen verlässlichen Bauteil-Distributor kennt -> Bitte melden. Nachdem ich beim ortsansässigen Elektronik-Händler einen echten LF356 (zum dreifachen Preis) erstanden und in die Schaltung eingebaut hatte, existierte nun auch eine (recht hohe) Regelspannung.

Signal am Drain des MOSFETs

Signal am Gate des MOSFETs
Was mich (ausser der Höhe der Regelspannung) etwas stutzig machte, war der Umstand, daß der für diese Tests verwendete 9V-Blockakku mittlerweile nur noch eine Spannung von 7V lieferte (und die Betriebsspannungs-LED mittlerweile verloschen war). Ok, ich konnte nicht sicher sagen, ob der Akku zu Beginn der Versuche nun wirklich "randvoll" aufgeladen war und mir ist auch bekannt, dass Akkus in dieser Bauform meist eine wesentlich geringere Kapazität haben als entsprechende Batterien. Aber nach weniger als einer Stunde "echter Betriebszeit" durfte das Ding doch noch nicht vollständig entladen sein!?? Also lud ich den Akku wieder auf und prüfte die Stromaufnahme der Schaltung. Wie? Über 180mA? Da kann doch etwas nicht stimmen! Bei 100mA (das Doppelte des als "typische Stromaufnahme" angegebenen Wertes) hätte ich ggf. noch Bauteiltoleranzen als Ursache angenommen. Aber dieser Wert war ja nun "deutlich ausserhalb der Toleranz"! Ausserdem wurde der MOSFET, an dem laut Beschreibung nur 83mW "verbraten" werden, merklich warm! Ein Blick auf die Kurvenform am "Drain-" und "Gate-"Anschluss des MOSFETs führte mich auf eine Spur: Die Regelung "hängt am Anschlag" und der MOSFET ist fast ständig sehr weit durchgesteuert. Und wieso ist eigentlich die Amplitude des Rechteck-Signals am Gate so mickrig (<1.5Vss)?

Um diesem Effekt auf die Spur zu kommen, erzeugte ich die Regelspannung mit Hilfe eines Trimm-Potis und betrachtete die Kurvenformen am Gate des MOSFET bei verschiedenen Werten der Regelspannung. Das nebenstehende Bild entstand aus mehreren Oszillogrammen, die ich mittels GIMP übereinander gelegt und farblich modifiziert habe (ein farbiges Oszilloskop besitze ich leider nicht). Bei der Betrachtung der verschiedenen Kurvenformen fiel mir auf, daß die Gate-Spannung anscheinend bei ca. 4V begrenzt wird. Aber warum? Bei einem bipolaren Transistor ist mir der Effekt ja bekannt (die B-E-Diode beginnt zu leiten und "zieht Strom"), aber hier habe ich doch einen MOSFET, bei dem überhaupt keine Sperrschicht am Gate existiert, die leitfähig werden könnte??? Nachdem ich mich nochmal davon überzeugt hatte, daß auch wirklich "IRF510" auf dem Transistor aufgedruckt war (und daß auch andere Transistoren aus dem gleichen Beutel diesen Effekt zeigten), vertiefte ich mich in das Datenblatt dieses Transistors. Sollte dieser Transistor irgendwelche Schutzdioden enthalten, die die Ursache sein könnten? Im Datenblatt fand ich dann das untere Diagramm. Dem zufolge ändert sich (bei einem Drain-Strom von 5,6A) die Gate-Kapazität zwischen 7.5V und 7.7V von ca. 200pF auf über 400pF (C=Q/U). Die im Diagramm angegebenen Gate-Spannungen wurden zwar in der vorliegenden Schaltung nicht erreicht, jedoch war auch der Drainstrom wesentlich kleiner. Sollte ein ähnlicher Effekt auch bei geringeren Strömen/Spannungen existieren und die Ursache für die Begrenzung der Gate-Spannung sein ?

Eine kurzerhand mit den gerade auf dem Basteltisch liegenden Bauteilen aufgebaute Testschaltung (Ub=10V, RDrain=1.8kOhm, RGate=5.6kOhm) zeigte an einem Signalgenerator (U=0-6V, 10kHz Rechteck) den dargestellten Verlauf der Gate-Spannung. Es ist (in der Nähe des rechten Bildrandes) gut zu erkennen, daß die Spannung zuerst recht flott ansteigt. Aus dem Anstieg von 0V auf ca. 3.8V in ca. 1µs lässt sich eine Kapazität von etwa 180pF berechnen (U=Umax*(1-exp(-t/R*C))). Danach verharrt die Spannung etwa 6µs auf dieser Spannung (Ladung der sich jetzt erhöhenden Kapazität ?), um dann in ca. 14µs auf knapp 6V zu steigen (am linken Bildrand sichtbar). Aus dieser Anstiegszeit berechnete ich eine Kapazität von über 1nF (Zur Berechnung habe ich nur den Anstiegs-Teil von 3.8V auf 4.8V in 5µs verwendet, da die Rückrechnung der Lade-Funktion nahe der Maximalspannung recht ungenau wird). Das kann ja wohl nicht richtig sein! Also prüfte ich nochmal mein Mess-Equipment, kalibrierte den (10:1)Tastkopf neu, und mass die Anstiegszeiten nochmal mit Hilfe der zweiten Zeitbasis meines Oszilloskops nach. Ok, die "Grenzspannung" lag bei 3.6V statt 3.8V, der erste Anstieg dauerte 800ns anstatt 1µs (ergibt 155 pF), jedoch für den zweiten Anstieg (von 3.6V auf 4.6V) mass ich immernoch 5µs, d.h. eine Kapazität von mehr als 1nF. Jetzt änderte ich die Ausgangsspannung des Signalgenerators auf 4-6V, um den Lade/Entladevorgang im (vermuteten) Bereich der hohen Gate-Kapazität näher zu betrachten und weitere Messungen/Berechnungen anzustellen. Nun dauerte der Anstieg von 4V auf 5V 2.8µs, woraus ich eine Kapazität von immernoch beachtlichen 720pF berechnete. Irgend etwas konnte hier nicht stimmen! Als ich zusätzlich die Drainspannung der Testschaltung untersuchte, fiel mir auf, daß diese genau zu dem Zeitpunkt, wenn die Spannung am Gate verharrt, stark fällt, d.h. der Transistor durchgesteuert wird. Jetzt konnte ich mir eine (die richtige?) Erklärung für diesen seltsamen Effekt "zusammenbauen": Es existiert neben der Gate-Source-Kapazität natürlich auch noch eine Gate-Drain-Kapazität, die jedoch bei geringer Gate-Spannung (Transistor noch "offen") nur in Reihe mit dem Arbeitswiderstand (und der hohen Kapazität der Spannungsversorgung) parallel zur Gate-Source-Kapazität liegt, und daher relativ wirkungslos ist. Wird der Transistor nun durch die Erhöhung der Gate-Spannung durchgesteuert, liegt die Gate-Drain-Kapazität praktisch direkt parallel zur Gate-Source-Kapazität, da nun Drain und Source praktisch kurzgeschlossen sind. "Verschlimmernd" kommt noch hinzu, daß über die Gate-Drain-Kapazität die fallende Spannung am Drain an das Gate übertragen wird (und somit einem Anstieg entgegenwirkt). Zum Zeitpunkt, als ich diesen Zusammenhang erkannte, meldete sich auch wieder der entsprechende Begriff für diesen Effekt aus meinen (etwas verstaubten?) Erinnerungen: "Miller-Kapazität"!

Der Grund für die recht kleine Amplitude am Gate lag also darin begründet, daß die Ansteuerung mit HF erfolgt und sich (u.a.) die Gate-Kapazität bei ca. 4V erhöhte. Die Regelung erhöhte also völlig korrekt den Gleichspannungsanteil des Signals (um die Ausgangsamplitude zu erhöhen), jedoch wurde ein Großteil der (HF-)Ansteuerung von der Miller-Kapazität "verschluckt". Das hatte zur Folge, daß sich durch die Erhöhung der Regelspannung zwar der Ruhestrom des Verstärkers (und somit die Gesamt-Stromaufnahme) erhöhte, jedoch die (erwünschte) Signalamplitude wurde eher geringer. Somit musste die Regelung ja "an den Anschlag laufen"! Hmm, nun musste ich zusehen, daß die HF-Versorgung des Gates niederohmiger wurde, um diesen Effekt (zumindest teilweise) zu kompensieren. Der 10nF-Entkoppelkondensator (C3) hat bei 3.6MHz etwa 4.5Ohm, hatte also hierbei recht wenig Einfluß, und der 100Ohm Widerstand (R1) schien mir laut der Beschreibung des Oszillators ("2 TTL-Load", also ca. 2mA) schon recht klein dimensioniert (möglicherweise in Kenntniss des "Gate-Effekts"?). Also experimentierte ich etwas mit zusätzlichen Transistoren (Emitterfolger), was jedoch auch nicht zu einem befriedigenden Ergebnis führte. Daher probierte ich aus, wie weit sich solch ein TTL-Oszillator eigentlich (kapazitiv) "quälen" lässt (einen weiteren hatte ich ja noch im Vorrat). Die Parallelschaltung von 27Ohm zu R1 sorgte dafür, daß die HF-Amplitude nicht mehr unter 4Vss absank. Nun "griff" auch die Regelschaltung ("Loop Test" ging beim Hochdrehen der "manuellen Regelspannung" in die Gegend von 0V). Das Rechteck-Signal direkt am Ausgang des TTL-Oszillators (siehe nebenstehendes Oszillogramm) bekam zwar eine "Treppenstufe" in der fallenden Flanke (Entladung der geladenen Gate-Kapazität beim Abschalten des Transistors), aber allgemein schien diese niederohmigere Last den Oszillator nur wenig zu beeindrucken. Jetzt konnte ich meine "handbetriebene" Regelspannungserzeugung ausbauen und die echte Regelspannung anschließen. Der Regelkreis funktionierte, und die Spannung an "Loop Test" stellte sich auf ca. 4V ein. Die jetzt gemessene Stromaufnahme lag (je nach Zustand/Spannung der Stromversorgung) zwischen 75 und 80mA, was dem spezifizierten "typischen" Wert von ca. 50mA doch schon wesentlich näher kam.

Da dieser Schaltungteil nun prinzipiell funktionierte, schaute ich mir den Verlauf der Drain-Spannung mal etwas näher an (oberes Oszillogramm): Das Durchsteuern des MOSFETs (fallende Flanken) erfolgt recht flott, denn solange die Drain-Spannung über der Gate-Spannung liegt, ist fast nur die (geringere) Gate-Source-Kapazität wirksam. Ausserdem ist der Transistor zu diesem Zeitpunkt noch relativ hochohmig (>1kOhm). Fällt die Drain-Spannung unter die Gate-Spannung (was auch nur bei MOSFET-Transistoren vorkommen sollte), ist einerseits zusätzlich die Gate-Drain-Kapazität wirksam und andererseits ist die Impedanz des Transisors wesentlich geringer, was die Grenzfrequenz der R/L-Kombination (und damit die Flankensteilheit) gerhörig reduziert (f0=R/(2*PI*L)). Der recht lineare weitere Verlauf der Flanke weist darauf hin, daß diese Grenzfrequenz doch deutlich unter 3MHz rutscht. Beim Abschalten des Transistors ist (im unteren Bereich) der gleiche Effekt zu erkennen. Aber auch danach steigt die Drain-Spannung nur recht langsam, da die durch das zusammenbrechende Magnetfeld in L1 induzierte Spannung über die Gate-Drain-Kapazität den Anstieg behindert. Obwohl eine Leistungsanpassung (Ausgangsimpedanz des Verstärkers gleich Eingangsimpedanz der folgenden Stufe) bei dieser Art von Schaltungen nicht notwendig (und eher "unüblich") ist, reduzierte ich den Wert von L1 versuchsweise auf 6.8µH, um die Ausgangsimpedanz der Sourceschaltung (bei der der Ausgangswiderstand etwa dem Arbeitswiderstand entspricht) in den Bereich der Eingangsimpedanz des nachfolgenden Filters (ca. 150Ohm) zu bringen. Die Auswirkung dieser Änderung auf den Verlauf der Drainspannung ist im zweiten nebenstehenden Oszillogramm zu sehen: Die ansteigende Flanke ist jetzt wesentlich steiler geworden und die Kurvenform sieht nach "weniger Oberwellen" aus, d.h. das folgende Filter braucht jetzt weniger unerwünschte Fequenzanteile zu "schlucken". Diesen Umstand bestätigt auch die Regelungschaltung mit nur noch 3.4V an "Loop Test" und der geringeren Amplitude am Filtereingang (die Amplitude am Filterausgang wird ja von der Regelung konstant gehalten). Die Stromaufnahme der gesamten Schaltung sank durch diese Modifikation auf etwa 52mA was ziemlich genau dem als "typisch" angegebenen Wert entsprach. Na gut, "Fehler gefunden und beseitigt". Aber auf welchen Umwegen? Naja, zumindest habe ich bei dieser Aktion meine etwas angestaubten Kenntnisse der Grundlagen der Elektronik (incl. der dazu notwendigen Mathematik) mal wieder bemühen müssen, was mir sicherlich ein wenig dabei geholfen hat, dieses Wissen nicht ganz in Vergessenheit geraten zu lassen.


Nun modifizierte ich den Schaltplan und das Platinenlayout entsprechend und begann, den Prototypen in das vorgesehene Gehäuse einzupassen. Da ich ein Kunststoff-Gehäuse verwendete, HF-Schaltungen aber doch in einer "kapazitiv gut definierten Umgebung" (sprich: Abschirmung) wesentlich sicherer funktionieren (und dort wesentlich weniger "seltsame Effekte durch Handauflegen" verursachen), kleidete ich das Gehäuse mit selbstklebender Kupferfolie aus. Auch das Stück Leiterplattenmaterial, in dem die beiden BNC-Buchsen (auf kupfernen Abstandsringen) montiert waren, bekam schmale Streifen Kupferfolie über die Schmalseiten, damit diese nach dem Einbau Kontakt zu den Folien in den beiden Gehäusehälften herstellen konnte. Da der Kleber der Folie nicht leitet, habe ich die Folien- und Leiterplattenstücke zusätzlich miteinander verlötet. Den Kontakt zwischen den beiden Gehäusehälften stellte ich her, indem ich die Folie bis in den Falz hineinlegte, der zur Verbindung der beiden Gehäusehälften dient. Da an dieser Stelle zwei "Oberseiten" der Folie aufeinandertreffen, war hier ein Verlöten nicht notwendig. Da es in diesem Gehäuse doch sehr eng zugeht, ist es ratsam, vor dem Verschrauben der beiden Gehäusehälften ein Stückchen (nicht zu dünnes) Gewebe in den Falz am Batteriefach zu legen, welches beim Verschrauben festgeklemmt wird (nach außen überstehendes Gewebe ggf. bündig abschneiden). Dieser Stoffstreifen liegt dann unterhalb der Batterie und vereinfacht das Herausnehmen der Batterie doch ungemein.


Nun ging es darum, ob der eingebaute 60dB-Abschwächer in meiner "kompakten" Bauform noch die genügende Dämpfung erreichte. Für einen ersten "groben" Versuch errechnete ich, daß ein KW-Receiver bei -80dBm (entspricht ca. 23µV an 50Ohm) etwa S8 anzeigen müsste (S9 entspricht bei KW 50µV). Der Versuch mit einem zusätzlichen 20dB-Abschwächer ergab (wie befürchtet) eine Anzeige von S9+. Ok, diese Feldstärke-Anzeigen sind zwar alles andere als genau, aber diese Abweichung war definitiv auf einen zu hohen Pegel zurück zu führen. Also baute ich mir erstmal weitere meiner (hoffentlich halbwegs verlässlichen) Abschwächer, um durch Zusammenschaltung 60dB erreichen zu können. Mit diesen Abschwächern am 0dBm-Ausgang des Kalibrierungs-Generators (der ja jetzt "stimmen" sollte) kalibrierte ich vorläufig meinen Pegelmesser. Dieser zeigte dann einen Wert von -46dBm für das Signal am -60dBm-Ausgang. Au weia, das sah nach einer Menge Abschirmarbeit aus. Eine Berechnung und entsprechende Messung der Pegel an den für die Abschwächung verantwortlichen Widerständen ergab, daß die erste Stufe (R13/R14) ziemlich genau den errechneten Pegel lieferte. Die zweite Stufe (R15/R16) liess sich durch Anbringen von zusätzlichen Verbindungen zwischen der Massefläche der Leiterplatte und der "Buchsen-Montageplatte" sowie der Abschirmfolie des Gehäuses auf den korrekten Pegel bringen. Für die Entkopplung der dritten (R17/R18) und vierten Stufe (R19/R20) waren "Abschirmbleche" sowie das Überbrücken von Unterbrechungen der Massefläche (zusätzliche Leiterbahnen im Layout) notwendig. Da zwischen die Widerstände beim besten Willen kein Blech (oder ein Stück Leiterplatten-Material) mehr passte, führte ich die Abschirmungen mit Hilfe von Kupferfolie aus, die nach einer leichten Verzinnung eine ausreichende Stabilität erreichte. Im nebenstehenden Bild sind die entsprechenden Modifikationen entsprechend markiert. Zum Zeitpunkt der Aufnahme lag der Pegel am Ausgang bei -59.5dBm. Nach Auflöten einer weiteren Kupferfolie auf die beiden "Abschirmbleche" und dem Schliessen des Gehäuses erreichte der Kalibrierungs-Generator dann auch den gewünschten Pegel von -60dBm.
Wie mir Thomas (DL7AV) mitteilte, hatten auch einige OMs, die seinen Original-Bausatz verwendeten, ebenfalls Probleme, einen Pegel von -60dBm zu erreichen. Daher wurde empfohlen, den Abschwächer so zu modifizieren, daß sich ein (besser reproduzierbarer) Pegel von -50dBm ergibt. Diese Modifikation ist durch Änderung dreier Widerstandswerte (R13=390, R14=62, R16=39) leicht durchzuführen. Ich habe diese Modifikation (aus reiner Faulheit) nicht vorgenommen, würde es aber auch jedem empfehlen, der diese Schaltung nachbauen möchte -> Es erspart bestimmt einige "Abschirm-Klimmzüge".

Schaltplan im Eagle-Format.

Layout im Eagle-Format. Die Passermarken zur exakten Positionierung der beiden Ebenen befinden sich im Layer 47, Layer 250 enthält einen Vorschlag zur Gestaltung der Gehäusebeschriftung. Für den ungeübten Eagle-Benutzer: Die Füllung der Masseflächen erscheint erst nach Ausführung der Funktion "RATSNESTS".

Mir (auf Grund von Links zu meiner Seite) bekannt gewordene Nachbauten:
Calibration Generator (englisch).

Hinweise für Nachbauwillige: Für den Bau dieser Schaltung ist einige Erfahrung bei der Herstellung und Bestückung von doppelseitigen Leiterplatten und ein wenig Geschick im feinmechanischen Bereich notwendig. Hierbei handelt es sich nicht um einen Bausatz, sondern eher um eine Anregung für eigene Konstruktionen. Alles, was ich dazu anbieten kann, befindet sich auf dieser Seite, d.h. Nachfragen nach Bausätzen oder fertigen Platinen sind zwecklos -> Ich "produziere" ausschliesslich für den Eigenbedarf.

Für die Funktionalität und Nachbausicherheit dieses Gerätes kann ich keinerlei Verantwortung übernehmen. Einer kommerziellen Verwertung des Schaltplans hat bereits DL7AV, der Author des "Original-"Schaltplans (von dem ich fast 100% "abgekupfert" habe) in seinem CQDL-Artikel widersprochen. Dieser Einschränkung schließe ich mich an und untersage hiermit auch die kommerzielle Verwertung des von mir erstellten Layouts.

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HTML und Design: DK1RM erstellt: 27.3.2006 · letzte Änderung: 26.06.2012